тельных явления исчезают, если внутреннее сопротивление источника сигнала много меньше входного сопротивления усилителя.

Рассмотренная усилительная ячейка является одной из наиболее совершенных схем данного типа. Она обладает хорошей температурной стабильностью коэффициента усиления. Кроме уточнения сопротивления резистора Re, от которого зависят коэффициент усиления и полоса пропускания, никаких подстроек и подбора элементов при налаживании не требуется.

Заметное увеличение входного сопротивления данного усилителя можно легко получить, добавив на его входе скомпенсированный эмиттерный повторитель (рис. 2). Эта схема имеет все параметры точно такие же, как и предыдущая, за исключением входного сопротивления, которое составляет 2 МОм при коэффициенте усиления 100.

На рис. 3 показан упрощенный вариант рассмотренной выше схемы рис. 1. Для температурной стабилизации режима работы всего усилителя вводится дополнительная цепь отрицательной обратной связи с коллектора второго транзистора в цепь эмиттера первого. Усилитель удобен для усиления умеренно высоких частот. Коэффициент усиления его равен 100, верхняи граничная частота 2,5 МГц, нижняя 480 Гц. С выключенной отрицательной обратной связью коэффициент усиления напряжения равен 620. Таким образом, упрощение схемы усилителя привело к уменьшению исходного усиления и глубины отрицательной обратной связи. Другим недостатком рассматриваемой схемы является зависимость усиления от параметров конденсатора в цепи эмиттера первого транзистора. Электролитический конденсатор всегда имеет некоторое омическое сопротивление, которое в данной схеме войдет в состав делителя цепи обратной связи, а так как это сопротивление сильно зависит от температуры, то н результирующий коэффициент передачи напряжения оказывается температурио зависимым.

В схеме усилителя на рис. 4 напряжение отрицательной обратной связи поступает в цепь эмиттера первого транзистора через эмиттерный повторитель. Это дает возможность применить в цепи отрицательной обратной связи более высокоомный делитель и уменьшить емкость конденсатора, имеющегося в этом делителе. Кроме того, данная схема позволяет получать выходное напряжение, приближающееся по амплитуде к половине напряжения питания при усилении симметричных по полярности сигналов.

С выключенной отрицательной обратной связью коэффициент усиления напряжения равен 770, нижняя граничная частота 1,15 кГц, верхняя 360 кГц. При наличии цепи обратной связи коэффициент усиления равен 100, нижняя граничная частота 160 Гц, вгрхняя 2500 кГц, входное сопротивление 10 кОм, выходное 75 Ом.

Все рассмотренные выше схемы для усиления сигналов с частотами порядка единиц герц требуют применеиня электролитических конденсаторов очень большой емкости: от нескольких еотзн до нескольких тысяч микрофарад. Это большое неудобство, так как такие конденсаторы имеют значительные габариты и стоимость. Большая емкость получается вследствие того, что конденсаторы стоят в эмиттерных цепях, имеющих низкое динамическое сопротивление. Для уменьшения емкостей необходима схема, не имеющая конденсаторов в эмиттерных цепях и имеющая их только в базовых, где сопротивления на два порядка выше. Примером такой схемы является усилитель с так называемой «дпиамнческой нагруз.

- Л?5

с, 1,0

говн

с, ю,о

KTSSIb

HT3I56

7,50м

Рис. 5.

кои» (рис. 5). Зчссь жрвыи транзистор вк.гючен по схеме с общим эмпттером, а втором практически по схеме с обЩ[[\ ко.т.гектором, поскольку сопротнв.[он11е в цепи ко...гект()ра этого тран,и1ст()ра очень нсвс.ггичо. Свя,!ь меж ly каскадамгг негикрс кствсггная, так чго соиропгвленпем нагрузкгг первого каскада является очень бо.гьшое рходное toirpoTHB.ieiiiie второго. Вследствгге этого первый траи.ш-стор с выключенной целью отрицательной обратно!! связи (pe,)i!CTop в цепи эмиттера первого TpairancTupa .(акорочеи) дает очеш> бо.мь-irroe усилегше напряжения, доходящее до 1000 при irciso.ib.ioiiarmri транзисторов с большим коэффициентом передачи тока. Второй транзистор в этой схеме ire дает усиления по напряжсмгию, но за счет большого усгглеиня тока позвадяет включать низ-к«ом1[ую нагрузку. Так как ие-ремеииая составляю[1ая тока BTopoio транзистора значительно превышает переменную сп-ставляю!цую тока перво!0, то возникающее на резисторе Ri напряже1гге отрицательной обратной связи оказывается ггро-порциональным току, 1гду1де-ыу через гагрузку. Таким образом, в схеме существует ио-следоватслыгая отрицате.чьпая обратггая связь по току, которая увеличивает входпос со-

иротнвлсшгс и стаб[Л1[3[[рует величину коэффггцш-ита усгг.гсипя. Ilpir глубокой обратной связи коэффициент уснлсипя можно рассчитать но формуле

RaRn

" {Rs\-Ri,)K,

lit формулы следует, что коэффициент усн.чмгия зависггт от сопротпв.гения нагрузкгг. В этом проявляется одно 1гз коренных от-лггчий между характеристикам!! ус!!лителя с 1!оследовательной от-рицатсльно!! обратно!! связью по току и усилителя с последовательной отр!!цательной обратной связью по напряжен!1ю (для которого ус!1ле!1!1е от сопротив.пения нагрузки почт!! не зависит). В рассматр!!ваемом случае стабилизация уси-иения возможна .М!1!!ь lipi! 1!ОСТОЯННОМ СОПрОТ1!ВЛСНИИ НЭГруЗКИ ИЛИ ссли сопрот!1вле!!ис нагрузки значительно провы!!1ает сопротнвлен1!е Rs.

В рассматриваемой схеме !!меется !i цепь napa.i.ie.ubHOH обратной свят в виде резистора, вк.тюченного между выходом yc!i.i!!-теля с базой первого транзистора. Через этот резистор в цень базы поступает необходимый ток смещения. Благодаря боль!ио.му усн-ле11И!о по !!апряжен11ю параллельная обратная связь !!олучаегся достаточно глубокой, что обеспечивает хорошую температурную стаб!!льность. Последовательная отрицательная обратная связь также способствует улучшению температурной стебнльности рабочей ТОЧК!!.

Резистор R2 в цепи ко.!.!ектора iirpBoro траиз1!стора выпо.11!Яс1 важную роль. Оказывается, что пр!! впол!1е 0!!реде.и-!!!!ОМ его 3!!а-

Z-382

чсипп усилитель даст максима.тьное усиление. Ест совсем не вклюнать его, ю ток коллектора первого транзистора будет очень ка.) (равен току базы второго). 01нако при малых значениях тома ко.члектора усиление транзистора по току значительно снижается. Если, наоборот, сопротивление этого резистора сделать слишком малым, то бачьшая часть переменной составляющей тока первого транзистора будет проходить через этот резистор, минуя цепь базы второго тран.шстора. В рсзу.чьтате коэффициент усиления всего усилителя также снизится, Оптима.1ьное значение сопротивления этого резистора можно определить экспериментально при одновре-мсппом уточнении сопротивления резистора R], определяюп1его положение рабочей точки первого транзистора.

С выключенной цепью поспедоватсльной отрицательной обратной связи коэффициент усиления напряжения равен 440, входное еопротпвлеиие 400 Ом, верхняя граничная частота 470 кГц, нижняя 480 Гц, выходное сопротивление I кОм. С включеипон отрицательной обратной связью коэффпцпепт усиления равен 100, кхоц-иое сопротивлеппе 6 кОм, выходное сопротивление I кОм, верхняя граштчиая частота 1800 кГц, нижняя граничная частота 95 Гц.

Для того чтобы этот усилитель без обратной связи хорошо работал на высоких частотах, необходимо н.меть источник cnrna.ia t очень маленьким внутренним сопротивлением, так как входное сопротивление усилителя па высоких частотах падает за счет параллельной обратной связи с выхода усилителя иа вход через емкость коллекторного перехода первого транзистора. Простой рас-мет показывает, что тействпе этой обратной связи проявляется в унелпченин входной емкости усилителя, пршшмающей значение Спх = Ск{1+Ки), где С,; - емкость коллекторного перехода, Ки - коэффициент усиления напряжения. Если мрипять Ск=10 пФ и Л7 -440, то вход усилителя оказывается к.ж бы зашунтированвым емкостью 4400 пФ, имеющей на частоте 400 кГц сопротивление, равное 90 Ом. При наличии последовательной обратной связи положение несколько улучшается, но все равно во многих случаях именно эта шунтирующая емкость будет в основном определять частотные свойства на высоких частотах.

Большое выходное сопротивление усилителя с обратной связью по току создает неудобства, если нагрузка может менять свое сопригнвление. Значитыьно лучшие результаты получаются с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению. Рассмотренную выше усилительную ячейку удобно использовать в составе более сложных усилителен с общей цепью последовательной отрицательной обратной связи по напряжению. Таковы схемы на рис. 6-9.

Схема усилителя без обратной связи (рис. 6) имеет коэффициент усиления 33 ООО, а с включенной цепью обратной связи -1000. Его верхняя граничная частота равна 6,5 МГц, нижняя граничная частота 17 Гц, входное сопротивление 20 кОм. Изменение температу-туры на ГС приводит к изменению усиления на 0,0025%. Выходное сопротив.пенне усилителя равно 20 Ом.

Схема усилителя, показанная на рис. 7, по большинству своих иараметров несколько уступает предыдущей. Так, при усилении по напряжению, равном 1000, его верхняя граничная частота составляет 3,5 МГц. Наблюдается в 2 раза большая зависимость усиления от температуры. Однако благодаря действию во второй усилительной ячейке .местной отрицательной обратной связп усилРине

больших сигналов сопровождается заметно меньшими нелинейными искажениями по сравненню со схемой на рнс. 6. X)co6eiiHo заметным это становится при выключен1и1 последовательной отрицательной обратной связи, линеаризующей характеристики усилителя.

Оба усилительных каскада схемы на рис. 5 имеют сильно отличающиеся фазочастотные характеристики. Фазовые искажения эмпт-териого повторителя остаются незначительными на тех частотах, где первый усплительный каскад уже потерял значительную часть

-«5

KTrse

Рис. 7.

своего усиления и сильно изменяет фазу сигнала. Таким образом, фазочастотная характеристика всего усилителя близка к характеристике однокаскадного усилителя. Это позволяет две такие ячейки объединить в один усилитель, охваченный общей глубокой отрицательной обратной связью, прн сохранении достаточно больию-го усиления (рис. 8).

Одной нз особенностей данного усилителя является применение разного вида включения транзисторов прямом н обратном полярности в усилительных ячейках. Этим достигается упрощение схемы цепи отрицательной обратной связи и большая зашищешюсть усилителя от наводок со стороны цепей питания, так как сигналы, существующие в цепи питания, на вход второй усилительном ячейки попадают после сильного ослабления делителем, составленным из больших динамических сопротивлений транзисторов первой усилительной ячейки и сравнительно небольшого сопротивления нагрузки этой же ячейки. В результате для всего усилителя можно использовать только одну общую цепь развязки (не показанную на данной схеме, как, впрочем, и иа других рассматриваемых здесь схемах). Практически в большинстве случаев цепь развязки должна быть в схеме. При ее отсутствии возможно либо самовозбуждение, либо просачивание фона переменного тока от питающего выпрямителя.

Без обратной связи коэффициент уси.1ення напряжения усилителя равен 180 000, нижняя граничная частота 500 Гц, верхняя - 6а кГц, входное сопротивление 400 Ом. Резкое уменьшение верхней граничной частоты по сравнению со схемой на рис. 5 объясня-

{тся влиянием емкости коллекторного перехода третьего транэи-стора. Впрочем, в этом есть и положительная сторона: уменьшение усиления с ростом частоты предохраняет усилитель от самовозбуждения.

С включением отрицательной обратом связи усиление падает до 10 ООО, верхняя граничная частота увеличивается до 2700 кГц, ииж-

\гоок ХХчю

/<Т36Г£\-EZIi-

Рис. 8.

Рис. 9.

Рис. 10.

ияя уменьшается до 17 Гц, входное сопротивление равно 15 кОм, выходное сопротивление 15 Ом. С повышением температуры усиление падает со скоростью 0,08% на 1°.

Усилительная ячейка иа рнс. 5 легко согласуется также с полевым транзистором (см. рис. 9) в усилителе с общей цепью последовательной отрицательной обратной связи по напряжению, аналогичной схеме на рис. 7. Данный усилитель при коэффициенте усиления, равном 100, имеет входное сопротивление 60 МОм, нижнюю граничную частоту 18 Гц, верхнюю 520 кГц, среднеквадратичное значение напряжения собственных шумов 5 мкВ при замкнутом входе и 17 мкВ при внут-

(lemicM соиротивлеини источника сишнла, ривпом 500 кОм Шум измерен в полосе частот от 100 Гц до 100 кГц. Ьез оГфатной сиязи коэффициент усиления мапряжения равен 560.

Засчуживает виимаиия схема усилителя на рис. 10. В iicii используется иоследовательпая отрицательная обратная свя.1Ь но наиряжс-ник». Благодаря использованию в обоих каскадах транзисторов разной структуры и простейшем схемы температурной стабилизации схема имеет сравнительно небольшое число детален. При повышении окружающей температуры до .50°С ток коллектора первого или второго транзистора увеличивается не более чем иа 107о. что для болыниист-ва случаев применения усилителя впатие допустимо. Недостатком схемы является необходимость подбора резисторов R, и Ri в базовых пенях транзисторов. Данную схему .можно выполнить на любих кремниевых транзисторах, а с германиевыми транзисторами ее температурная стабильность получается значительно ниже.

Без обратной связи коаффнцнел! усилеипя напряжения равен 5,500, входное сопротивление ООО Ом, нижняя граничная частота .420 Гц, а верхняя 810 кГц С пключ( иной неиью отрицательной обратной связи коэффициент усиления но напряжению равен 100, входное сопротивление 22 кОм, ннжняя грашшиая частота 19 Гц, верхняя 19 МГц, температурный коэффициент усиления - 0,05% па Г.

Мы расслштрелм 10 различных схем усн.и1телен с отрицательной обратной связью. Выбор тон или иной схемы аля практического ис-по.1ьзования зависит от ряча конкретных условии.

При сравнении ра.злнчных схе.м но н.\ еномствам на высоких частотах наиболее важным параметром является произведение верхней граничной частоты n;i кочффиинент уен.чеиня в пересчете па один усилительный каскад. В этом отношении панлучи1ей является схема рнс. 10, несколько уступает ей схема рис. 1, а за ней следует схема рис.6.

На низких частотах наиболее важным показателем можно считать произведение емкости используемых конденсаторов на нижнюю граничную частоту (схема тем лучше, чем меньше это пронзведеине). В этом отношении Jiyiiueii cxcMOfi является схема рнс, 10, а худшей - рис. 3, Таким образом, но частотным свойствам схема рис, 10является лучшей, но она проигрывает по сравнению со многими другими схемами по температурной стабильности полг)Жеиия pa6o4eii точки н по некоторым другим параметрам,

В последнее время для усиления сигналов все шире применяют интегральные микросхемы. Рассмотрение свойств интегральных усилителей выходит за рамкн данной брошюры, однако можно отметить, что такие перспективные интегральные микросхемы, как, например, К1УТ401 или К1УТ402, на низких частотах дают значительно лучшие результаты, чем любые рассмотренные здесь схемы, а на высоких частотах заметно уступают усилителям иа двух транзисторах, выполненным по схемам рнс, 1, 6 и 10,

Усилители с линейным детектированием

Усиленный сигнал очень часто подвергается детектированию с последующей регистрацией выпрямленного тока стрелочным прибором, самописцем и т, п. Усилитель переменного тока может быть с клан достаточно линейным. Однако детектирование сигналов с иапряжеин-ем менее 1 В сопровождается сильными ислипейпыми искажениями. К(Г1ффмциент перетачн детектора ирн ма 1Ы.\ уровняч сигнала rsaMCi-