но зависит от характеристик диодов и, следовательно, от темнсрату-ры. Все это ухудшает параметры устройства, состоящего из усилителя, детектора и измерительного прибора. Уменыиить нелинейные искажения можно, либо уве.пнчнвая подаваемый иа детектор сигнал, что ие всегда возможно, либо испо.аьзуя цепи нелииенноп коррекции или глубокую отрнцате.пьную связь по току, потребляемому детектором. Пос.чедшн"! способ дает наилучшие результаты.

Для успеишой линеаризации с помощью отрицательной обратной связи сигнал обратной связи должен быть пропорционален иродегек-

Рис. 11.

тированному сигналу, что возможно только при пспользованпи детектора среднего значения, а не пикового.

В схеме иа рис 11 применен месимметричиьи) мостпковын двухпо-лутриодиый детектор. Сигнал обратной связи получается путем сло-ЖС1И1Я (суммирования; токов от обоих диодов. Для улучшения свойств иа высоких частотах используются сверхвысокочастотиые диоды, а вес резисторы, по которым проходит выпрямленный ток, имеют малое сопротивление. Измерительным прибор зашуптнроваи конденсатором с емкостью, необходимой для сглаживания пульсаций выпрямленного тока на самых низких частотах. С целью улучшения равномерности частотной xapaKTepficTiiKH электролитические конденсаторы зашуитированы безындукционными керамическими конденсаторами. В результате неравномерность частотной характеристики в полосе частот от 10 Гц до 30 ЛИ ц ис превьш1ает 2%. Полное отклонение стрелки измерительного прибора происходит при подаче иа вход напряжения 100 мВ. Линеаризующее действие обратной свн-•чи, за исключением самых высоких частот, очень велико. Практически отк.поие11ие от линейности в пределах шкалы измерительного прибора не обнаруживается. Глубина обратной CBfl.iii и чувствительность усилителя в широких пределах могут регулироваться подбором соиротив-лсния резистора в цепи эмиттера первого транзистора.

Для получения хороших характеристик иа самых высоких частотах очень важно ие увеличить емкость между коллектором и базой второго транзистора за счет нерационального монтажа. В процессе налаживания схемы может возникнуть паразитное высокочастотное самовозбуждение, устраняемое подбором сопротивления резистора, включенного последовательно со входом схемы. Для умс11ьшс1Н1Я частотной неравномерности на самых низких частотах необходимо произвести подбор емкости разделительного конденсатора в цепи базы первого транзистора.

-9 В

Рис. 12.

Знач1ггслы10с увеличение выходного сигнала в линейном детекторе можно получить если совместить процесс детектированнн и усиления. В схеме рис. 12 эмиттерные переходы двух последних транзисторов используются вместо диодов для детектирования. Продетск-тироваинып ток суммируется за счет параллельного соедпиения эмиттеров и создает сигнал отрнцателыюй обратной связи, поступашнда в цепь эмиттера первого транзистора. Выходной сигнал получается за счет тока коллектора детектирующего транзистора. Поскольку ток коллектора на частотах, меньших предельной частоты усиления тока базы, практически равен току эмиттера, среднее значение тока коллектора оказывается близким к среднему значению тока эмиттера, а ток эмиттера благодаря действию глубокой отрицательной обратной связи пропорционален входному сигналу. Используя большое нагрузочное сопротивление в цепи коллектора, удается получить выходной сигнал, превышающий половину напряжения питания. В рассматриваемой схеме высокая степень пропорциональности между входным и выходным сигналами сохраняется в диапазоне выходных напряжений от 60 до 6000 мВ, причем отклонение от линейности при выходном иапряженпя 60 мВ на частоте 150 кГц не превышает 10%, а иа частоте 465 кГц - 20%,. С увеличением сигнала отклонение от линейности быстро падает и при 300 мВ выходного напряжения практически исчезает. Для получения максимального выходного сигна.ма на вход необходимо подавать 300 мВ.

Рассматриваемую схему можно применять для детектирования С1[гнала промежуточной частоты в высококачественных радиоприсм-

инках. При этом обнаруживается еще одно положительное се свойство. В радиоприемниках продетектированнын сигнал с диодного детектора на усилитель низкой частоты подают, как правило, через ра.зделитсльную /?С-цепочку. Детектирование сигналов с большой глубиной модуляции, если сопротивление резистора зтон цепочки сравнимо с сопротивлением нагрузки детектора, может сопровождаться искажением формы продетектированного сигнала в виде отсечки, которая возникает за счет обратного напряжения на диоде, создаваемого зарядом, накопившимся иа разделительном конденсаторе. В рассматриваемой схеме этот эффект полностью отсутствует, поскольку напряжение иа коллекторе выходного транзистора создастся в основном за счет напряжения источника питания.

Усилительные каскады с большим входным сопротивлением

Обычные транзисторные усилительные каскады имеют сравнительно небольшое вхотное сопротивление. Наибольшее входное сопротивление имеет каскад с общим коллектором или эмиттерный повторитель. Приближенно входное сопротивление эмпттерного повторителя может быть найдено из выражения

где /Z2i3-коэффициент передачи тока базы; /?э - сопротивление цепи эмиттера. Если включить два эмиттерных повторителя последовательно, то

где /!2iai И Лгьм - коэффициенты передачи тока базы первого и второго транзисторов. Предположим, что /г21э1=/!21Э2= ЮО и Нз=\ кОм. Тогда i?b\=100 кОм для одного каскада и Нвх=10 МОм для двух каскадов. Приведенные цифры, однако, дают лишь тот предел, к которому можно приблизиться, если скомпенсировать шунтирующее действие цепей, создающих ток смещения базы, а также сопротивление утечки коллекторного перехода первого транзистора. Такая компенсация может быть легко осуществлена с помощью напряжения обратной связи, приложенного последовательно с шунтирующим сопротивлением. Если напряжение обратной связи будет по величине и фазе равно входному, то разность потенциалов на сопротив.£Нии обратится в нуль и ток по сопротивлению не пойдет, т. е. будет осуществлена пвдная компенсация. Если же напряжение обратной связи будет отличаться от входного, то шунтирующее сопротивление Z как бы увеличится и станет равным:

эфф =

где Ко.с - коэффициент обратной связи, равный отношению напряжения обратной связи к входному напряжению. Компенсация будет тем лучше, чем ближе к единице значение Ко.с- Но при Ко.с>1 возможно самовозбуждение усилителя за счет внесенного во входные цепи отрицательного сопротивления.

Рассмотренным способом можно уменьшить шунтирующее действие ие тачько активных сопротивлений, но и реактивных. Напри-

мер, МОЖНО скомпенсировать шунтирующее действие емкости коллекторного перехода первого транзистора, моитажион емкости или емкости экранированного кабеля, по которому пoaeтcя сигнал на вход усилителя.

Следует особо подчеркнуть, что увеличение эффективного сопротивления с помощью компенсации сопровождается зиачительны.\1 увеличением нестабильности. Относительная нестабильность 2эфф оказывается равной:

Аэфф Кр.с Кр.с

1-Ко

если считать, что сама величина Z совершенно стабильна. Поскольку Ло.с близко к 1, относительная иестаби.шность входного сопротивления может быть весьма велика. Например, при изменении температуры на 50° входное сопротивление транзисторного усилителя с глубокой отрицательной обратной связью и цепями компенсации может измениться на 30-50%. Кроме того, при наличии обратной связи входное conpoTHB.icHHC начинает заметно зависеть от амплитуды сигнала, поскольку Ко с для любого усилителя в какой-то мере нелинейно.

Нежелательный эффект нестабильности и нелинейности входного сопротивления проявляется в измерительных усилителях, где он может привести к дополнительной погрешности измерений. В других случаях нежелательным может оказаться искажение формы cnrna.ia, вызываемое нелинейностью входного сопротивленпя.

Основной способ уменьшения этих нежелательных явлении - создание схемы с входным сопротивлением, намного превышающи.м внутреннее сопротивление источника сигналов. Если это сделать невозможно, то необходимо шунтировать вход усилителя постоянным резистором, сопротивление которого много меньше входного. Целесообразность применения метода компенсации для увеличения входного сопротивления в этом последнем случае требует отдельного рассмотрения.

На рнс. 13 показана схема простейшего эмиттерного повторится с повышенным входным сопротивлением. Сравнительно низкоомныГ) делитель в цепи базы обеспечивает достаточную температурную стабильность усилителя. Две цепи обратной связи с эмиттера через конденсаторы Ci и Сг к резисторам и R2 компенсируют шунтирующее действие последних. Входное сопротивление усилителя равно 100 кОм. Оно падает до 50 кОм на частотах 10 Гц и 450 кГц. При работе с источииком сигнала, имеющим внутреннее сопротивление 100 кОм, среднеквадратичное напряжение шумов равно 30 мкВ в полосе частот от 150 Гц до 20 кГц. Среднеквадратичное значение напряжения собственных шумов, приведенных к входу, падает до 2 мкВ в той же полосе частот, если вход усилителя замкнуть накоротко.

Более совершенная схема показана на рис. 14. В ней цепь обратной связи с выхода усилителя на коллектор первого транзистора компенсирует шунтирующее действие резистора R2, сопротивление утечки коллекторного перехода и емкость коллекторного перехода первого транзистора. Вторая цепь обратной связи, осуществляемой через емкость С,, компенсирует шунтирующее действие резистора R, и одновременно увеличивает эффективное сопротивление нагрузки Ri в цепи эмиттера первого транзистора.

Последовательно с входом схемы включен резнсюр Rs, нредохра-няющин от самовозбуждснпя на высоких частотах. Следует отметить, что все схемы эмиттсрных повторителей п схемы уснлнте.чей с отрицательной обратной связью, поданной в цепь эмиттера, склонны к самовозбуждению при работе от источника с внутренним сопротивлением индуктивного характера. Индуктивность источника совместно с паразитными емкостями образует генератор по схеме емкостной трехточки (рис. 15). Паразитные емкости сравнительно не-ВСЛ1НСН, поэтому самовозбуждение обычно паблю.тастся иа самых

Сз U

с,г,о к,

-/г В

10,0

6,2к

-1гд

Д61П1Я усиление больишх но амплитуде низкочастотных сигнатов обычно сопровождается характерными нелинейными искажениями, имеющими вид разрывов вблизи захода в область ограничения, где усиление надает и самовозбуждение срывается. Положение этих разрывов меняется, если до входа дотронуться пальцем. Электронный осцн.плограф имеет заметную входную емкость, н его подключение к усилителю иногда является причиной возникновения самовозбуждения. В этом случае можно рекомендовать подключать осциллограф через резистор в несколько сотен ом.

Рис. 16.

Рис. 17.

Рис. 13.

Рис. 14.

высоких частотах, иногда сравнимых с предельной частотой усиления самого транзистора. Если используются высокочастотные транзисторы, то замыкание входа проводником в несколько сантиметров создает достаточную индуктивность для самовозбуждения. Резистор Ri вносит потери в колебательный контур и ухудшает условия самовозбуждения. Его сопротивление необ- ходимо подбирать в зависимости от конкретной схемы и от характера источника сигнала. Разумеется, следует начинать с самых малых значений R% и увеличивать это сопротивление до тех пор, пока прн всех возможных значениях внутреннего сопротивления источника сигнала не будет обеспечена полная устойчивость работы. Обнаруживать самовозбуждение необходимо индикатором, подключенным к выходу схе-мы и реагирующим на частоты по крайней мере до нескольких десятков мегагерц. Сам индикатор не должен вносить на выход усилителя заметной емкости. Если подходящего измерительного прибора НС окажется в наличии, то для наладки схемы можно временно подпаять к выходу усилителя обычный диодный детектор. Полоса про-пускания большинства электронных осцнллографоз слишком мала д.ия наблюдения столь высоких частот, но при наличии самоиозбуж-

Рис. 15.

Входное сопротивление усилителя на рнс. 14 равио 1,3 МОм. Оно падает до 650 кОм на частотах 30 Гц и 250 кГц. Напряжение собственных шумов в случае работы от источника сигнала с внутренним сопротивлением 1,3 МОм равно 300 мкВ в полосе частот от 150 Гц до 20 кГц. Прн работе усилителя с источником сигнала, имеющим внутреннее сопротивление много меньшее входного, напря-же1ше собственных шумов всего устройства резко уменьшается. Эта закономерность характерна для всех усилителей с большим входным сопротивлением.

Сравнительно бо.гьшое входное сопротивление позволяет подключать данный усилитель к ко.небательному контуру без каких-либо трансформирующих устройств. Однако отмеченная выше неустойчивость препятствует успешной работе такой схемы на частотах выше нескольких мегагерц.

Двухкаскадный эмиттерный повторитель на транзисторах разной полярности (рнс. 16) имеет меньшее число деталей по сравнению со схемой рис. 14. Его входное сопротивление равно 8 МОм, коэффн-цнснт усн.чения напряжения 0,98 в диапазоне частот от 10 Гц до ЬрО кГц. Среднеквадратичное значение напряжения собственных шунтов равно 4 мкВ при замкнутом входе и 400 мкВ при разомкнутом. Измерения шумов производились в диапазоне частот от 10 Гц до 100 кГц.

К двухкаскадиым эмиттерным повторителям по своим свойствам близко стоит двухкаскадный усилитель со стопроцентной отрицательной обратной связью (рнс. 17), коэффициент усиления которого также очень близок к единице. Весьма глубокая отрицательная обратная связь обеспечивает прекрасную температурную стабильность схемы. Входиое сопротивление на низких частотах такое же,