как у схемы рис 14, но с ростом частоты входное сопротивление убывает более быстро, так как емкость коллскторио1о перехода пер вого транзистора не скомпенсирована.

Увеличивая число каскадов в схемах поюбтио типа и пво 1я дополнительные обратные связи, можно поднять входное сопротив..1е-иие до нескольких сотен мегаом, однако при этом значительно воз-1астает уровень собственных шумов. Более простые схемы с уровнем собственных [иумов иа низких частотах, в несколько раз ме1[ь-

Рис. 18.

Рис. 19.

uiHM, получаются при использовании полевых транзисторов. Даже простейшая схема усилителя иа одном по.1ево.ч транзисторе может обеспечить на низких частотах входное сопротивление в неско,(Ько десятков мегаом. Транзистор Г] - типа IT308 В.

В схеме рис. 18 три каскада усиления охвачены общей стопроцентной отрицательной обратной связью. Ее коэффициент передачи напряжения равен 0,98-0,99. Входное сопротивление иа низких частотах практически совпадает с сопротивленпем утечки в цепи затвора П().1евого транзистора. Его можно менять в широких пределах, поскольку ток затвора нолевого транз1[стора составляет 1 иА при ко.ч-иатной температуре.

Если источник сигнала находится в труднодоступном месте п имеет очень большое внутреннее сопротивление, то в этом случае рекомендуют использовать выносной предварительный усилитель, располагаемый в непосредственной близости к источнику сигнала. Передачу усиленного сигнала и тока питания рационально осуществлять по одним н тем же проводам. Для этой цели можно использовать усилительный каскад с нагрузкой, находящейся на другом конце ЛНШИ1 передачи. Такова схема на рнс. 1б и ряд схем, описанных ниже.

Схема усп.штеля иа рнс. 19 является разновидностью схемы иа рис. 17. Передача сигналов осуществляется но согласованно нагруженному в конце коаксиальному кабелю. В дпаиазоне частот от 10 Гц до 40 МГц коэффициент передачи напряжения не выходит за лре.телы 0.99 !.01. На средних частотах входное сопротивление усилителя может быть представлено резистором сопротивлением 46 кОм и параллельно потключенным к нему конденсатором емкостью 10 пФ.

Введение в рассмотренную схему скомпенсированного истокового 1овгор11теля (рис. 20) повышаег входное сопрогивление до 800 .МОм, а входную емкость уменьшает w 0,5 пФ. Сречнеквадратнчиое зиа-чеине уровня собствсггных шумов равно 35 мкВ в полосе частот от

2 Гц до 300 кГц при работе с источником сигнала, имеющим чисто емкоспюе внутреннее сопротивление с емкостью ЮОпФ. Коэффициент передачи напряжения равен 0,98 на частотах от 10 Гц до 1 МГц.

В изображенной на рис. 21 схеме усилителя используется стопроцентная посчедовательная отрицательная обратная связь по напряжению. Передача сигнала осуществляется по согласованно нагруженному коаксиальному кабелю. Ток затвора транзистора КЛЗОЗГ не превышает 0,f нА, что дает возможность включить в цепь затвора сопротивление утечки 1000 МОм н повысить тем самым

и, тем

rrsael

mosr

Рис. 20.

Рис. 21.

входное сопротивление. Входное сопротивление может быть представлено параллельно включенными резистором сопротивлением 2300 AIOm и конденсатором емкостью 2,5 пФ. Коэффициент передачи напряжения в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,90-0,92. Среднеквадратичное значение собствен}]ых шумов в диапазоне частот от 5 Гц до 300 кГц равно 9 мкВ при замкнутом в.ходе и 10 мкВ при входе, закороченном конденсатором емкостью 100 пФ.

При бапьшом входном сопротивленш! необходимо обращать особое внимание на шунтирование входа усилителя паразитными и монтажными емкостями. Для нх снижения при монтаже на печатной плате входные цепи обязательно должны быть окружены ком-иенсационнон дорожкой, на которую необходимо подать сигнал с выхода усилителя. Уровень этого сигнала должен быть как можно ближе к уровню входного.

Мощные выходные каскады

От выходного каскада обычно требуют, чтобы он обеспечивал получение заданной выходной мощности в заданной полосе частот, имел высокий коэффициент полезного действия, малый коэффициент нелинейных искажений и низкое выходное сопротивление. Поскольку выходной каскад, как правило, потребляет от источника питания бмьшую часть мощности, повышение к. п. д. выходного каскада связано с экономичностью по питанию и облегчением теплового режима. В транзисторных усилителях широко используется режим класса В, для которого теоретический предел к. п. д. равен 78% нри усилеггин с1шусоидальных сигналов. Наибачее удобны бестранс-

форматориые схемы, усиливающие в широкой полосе и дающие возможность использовать глубокую отрицательную обратную связь.

На рнс. 22 показана одна из наиболее простых схем подобного типа. Симметричный двухтактный выходной эмиттерный повторитель класса В собран на двух транзисторах Тз и Г, разной структуры. Температурная стабилизация начального тока этих транзисторов осуществляется двумя диодами, включенными в прямом направле-Н1Ш между базами транзисторов. Как известно, температурный коэффициент напряжения диода, включенного в прямом направлении, примерно равен температурному коэффициенту напряжения между

J,3k

МП37Д

Л. С г

-9 В

33.0

MHifOA

33,0 -Hh:

МП37/>

Рис. 22.

эмиттером и базой транзистора. Так как необходимо тсмпературно стабилизировать начальные токи двух транзисторов, то приходится включать два днода. При протекании тока покоя второго транзистора через этн диоды на них возникает падение напряжения, кото-рос служит напряжением смещения для транзисторов Гз и Г4. Значение этого напряжения также зависит от сопротивления резистора Нъ шунтирующего дноды. Сопротивление необходимо подобрать так, чтобы усиление слабых сигналов не сопровождалось искажением их формы и в то же время ток покоя был по возможности меньшим. Достаточен ток покоя транзисторов Гз и Г4, равный 1-2 мА.

Выходные транзисторы Гз и Г4, включенные по схеме эмиттер-яого повторителя, не дают усиления по напряжению, поэтому для получения максимально возможной выходной мощности и большого к. п. д. предыдущий усилительный каскад должен создавать иа базах выходных транзисторов переменное напряжение с амплитудой, близкой к напряжению питания. Местная обратная связь с выхода через резистор Rt значительно расширяет днпамическни диапазон

)аОоты предыдущего уснлнте.чьного каскада на транзпсторс Т% так как она увеличивает напряжение питания этого каскада в самый гя-же.гын момент; ког la транзистор почти заперт, а в цепях эмиттера п базы транзистора течет максимальный ток. При этом потенциал базы Тц приближается к потенциалу его коллектора. Добавление выходного напряжения к напряжению питания полностью ко.мпепсирует падение напряжения на резисторе Rt за счет протекания по нему тока базы, если выполняется условие RaR„lh2ij, где Rb - сопротпвление нагрузки. Лги - коэффициент передачи тока транзистора Г4. Данная цепь обратной связп одновременно значительно увеличивает коэффициент передачи напряжения уен.иг-тельных каскадов, собранных иа транзисторах Гг, Гз н 7«, образующих вариант усилителя с «ДПампческон» нагрузкой (см. схе.му рис. 5).

Для уменьшения иелпнейиых пскажеинй желательно выбирать транзисторы Тз к T с одинаковыми коэффициентами передачи тока. Нелинейные пскажения уменьнгаются и при уменьшении сопротивления резистора Rg, по это сопровождается увеличением потрео-ляемого транзистором Гг тока. Весь усилитель охвачен цепью r.iy-бокой отрицательной обратной связи. Мапряжспне обратной связи сппмаетея с делителя, образованного резисторами Rs и Ru и по. дается в цепь эмиттера первого транзистора. Если глубина этой обратной связи велика, то коэффициент передачи иаиряжсния оказывается равным (Ri+R5)IRi. Изменяя сопротивление резистора R,, можно менять глубину обратной связи в Ш1гроких пре.п,елач.

С целью уве.П1Чсиня входного сопротивления уси.лигеля пронз-ьоднтея компенсация проводнмоеги резнегоров R и /?; с помощью напряжения, подаваемого через разделите.гьиые конденсаторы Cj и Сз с эмиттера первого транзистора. Одновременно цепочка CtRt выполняет роль развязывающего фильтра в цепи питания базы транзистора Ti.

Постоянная составляющая тока транзистора 7"i используется для стабилизации положения рабочей точки выходных транзисторов 1Ю напряжению, для чего потенциал базы транзистора Ti фиксируется tta необходимом уровне делителем напряжения, составленным нз резисторов Ri-R4, а потенциал эмиттера этого транзистора примерно равен среднему потенциалу эмиттеров выходных транзисторов, поскольку падение напряжения па резисторе Rr, прн протека-.....I по нему постоянной составляющей тока транзистора Т, невелико. Получается очень глубокая отрицательная обратная связь по постоянной составляющей напряжения эмиттеров выходного каскада. Рабочую точку по постоянному напряжению можно установить, изменяя сопротивление резистора Ri или R3. Усиление сигналов с большой амплитудой должно сопровождаться одинаковым ограничением отрицательной и положительной полуволн выходного напряжения. Это наиболее точный способ наладки, осуществляемый с помощью осциллографа. Менее точно положение рабочей точки можно установить с помощью вольтметра, подобрав сопротивление резистора R2 или ?з так, чтобы падение напряжения на транзисторе Ti нли Г4 было равно половине напряженпя питания.

Усилитель при напряжении питания 9 В на нагрузке 60 Ом развивает мощность 135 мВт. Максимальный ток, потребляемый от источника питания, равен 24 мА. Мнп1мальпый потребляемый ток равен 5 мА. Коэффициент нелинейных искаженш"! иа частоте 1000 Гц равен 2,8% при выходной мощности 100 мВг; к. п. д. прн

--HI-

1,3 H

HJSOIE

500,0 Is

7

ПБ05

Cj, г boo, о

U 2I0

Рис. 23.

Рис. 24.

макспма.мьниЛ BU.\o,iiio(i мощпсстп равен С.3%. Вхо.чиое сопротнв-•neiiiie 56 кОм. Полоса пропусканпя - от 100 1ц ло 100 кГц. Нижняя граицчная частота полосы пропускания завнспт от емкости pa.i-делитсльных конденсаторов, а верхняя - от частотных свойств транзисторов и в первую очередь от частотных свойств второго тран.зистора. Так, ир» использовании более высокочастотных транзисторов типа ГТЗПЛ, ГТ313Л и ГТ329,А (второй транзистор) верхняя граничная частота увеличивается до 15 Aliru.

Рассмотренная* выше схема ирн нспо.1ьзоваиии fiaiec мощных транзисторов в выхолно.м каскаде (рис. 23) иа нагрузке 6 Ом развивает мощность 9 Вт ирн к. и. д. 5С7о. Уменьшение к. п. д. обьяс-няется применением кремниевых транзисторов, имеющих значительно большее напряжение насыщения. Верхняя граничная чт;то1а равна 100 кГц, нижняя 20 Г1Г Коэффициент пелииениых искажений 1,4 7о па частоте 1000 Гц. Транзистор типа КТ904Б во втором каскаде усилителя дает возможность увеличить верхшою граничную частоту до 1,8 Л\Гц.

Зачастую бывает трудно подобрать мару мошиых транзисторов с различной структурой и примерно одинаковыми параметрами. В этом случае можно рекомендовать несимметричную схему (рис, 21) с двумя одинаковыми мощными гранзисторамн иа выходе. Эта схема рабогает аналогично предыдущей, но вмесю дчодиой здесь применена транзисторная схема температурной стабнлизащш, выполненная на транзисторе Г? и резисторах и R и обеспечивающая большую гибкость в подборе необходимого температурного коэффициента смещающего напряжения. Вместо транзистора Ts предыдущей схемы используется последовате. ibnoe включение двух эмиттерных повторителей (Гз и Т). Вместо эмиттерного повторителя ira транзисторе T предыдущей схемы используется двухкаскадный усилитель со стопроцентной отрицательной обратной связью (Г4 и 7"в), имеющий свойства, очень близкие к свойствам эмиттерного повторителя.

Исследование влияния изменения температуры иа работу усилителя показало, что для его нормальной работы в широком диапазоне температур необходимо изменять иапряженне смещения, приложенное между базами транзисторов Г.ч и со скоростью, примерно- 13 мВ/град при среднем напряжении около 300 мВ. Реализовать такой режим на диодах практически невозможно, Применеи-ная транзисторная схема температурьон стабилизации легко обеспечивает необходимую температурную зависимость напряжения смещения, поскольку в ее основу положен усилитель с очень глубокой отрицательной обратной связью по напряжению, меняя которую подбором соотношения сопротивлений резисторов в цепи базы транзистора Т-!, можно получить необходимый температурный коэффициент иаирякения смешения. Наилучшие результаты будут получены, если стабилизирующий транзистор будет иметь тепловой контакт с одним из выходных транзисторов. (Например, можно закрепить нх рядом на общем радиаторе.) В качестве стабилизирующего транзистора необходимо использовать мощный выходной транзистор, поскольку маломощные не обеспечивают получения необходимого напряжения смешения.

В лаиной схеме общей отрицательной обратной связью охвачено большое число каскадов, поэтому сна склонна к самовозбуждению на BucoKiix частотах. Для предотвращения самовозбуждения служит корректирующая емкость С4 в цепи отрицательной обратной связи.