Главная » Периодика » Безопасность

01234567

Если с ее помощью сорвать генерацию не удастся, то вместо нее можно включить конденсатор небольшой емкости между коллектором и базой второго транзистора.

Процесс налаживания данного усилителя точно такой же, как и предыдущего. Однако надо иметь в виду, что самовозбуждение усилителя на высоких частотах сопровождается резким возрастанием потребляемого тока. Коэффициент полезного действия на этих частотах очень низок, поэтому происходит быстрый перегрев выходиы.х транзисторов, приводящий к выходу их из строя. Одновременно могут выйти из строя транзисторы, соединенные с выходными. Процесс этот может пронзоГпи настолько быстро, что ирнч1Н1а выхода нз строя транзисторов может остаться негюнятноГ. Во избежание этого, прежде чем в первый раз подавать на усилитель питающее напряжение, следует прсаусмотреть ряд мер безопасности. Полезно временно включить в цепь коллектора транзистора Г4 резистор с сопротивло-ннсм 1-2 кОм с целью ограничения максимального тока выходных транзисторов. После устранения возбуждения те.м или иным спо-;о-бом этот резистор необходимо убрать, так как он уменьшает выхо.т-ную монцюсть и к. и. д. В процессе налаживания необходимо непрерывно контролировать потребляемый ток. Полезно ири.менять нсточ-инк питания с защитой от перегрузок, так как выхо.л пз стрчя выходных транзисторов ведет к короткому замыканию нсточинчЛ питания. Можно также временно включить последовательно с ir-T04HIHV0M питания резистор с соиротивлением и рассеиваемой мощностью такими же, как у нагрузки, а усилитель зашунтнровать конденсатором с емкостью порядка 100 мкФ.

Усилитель, собранный но схеме рис. 24, при напряжении 25 В развппает максимальную выходную мощность 10,7 Вт па нагрузке с сопротивлением 5,8 Ом. Ог источника питания потребляется ток 0,65 А при максимальном выходном сигнале и 37 мА и состояния покоя. Максимальный к. п. д. равен 66%. Входное сопротивление усилителя равно 240 кОм. Для иолучення малых нелинейных нскажен:1Й необходимо иметь источник сигнала с внутренним сопротивле1И!ем значительно меньшим, чем эта величина. Так, при внутреннем сопротивлении источника сигнала, равном 1 кОм, и выходной мощноегн 9 Вт коэффициент пелнисниых искажении на частоте 1 кГц составил 0,22%, а при увеличении внутреннего сопротивления источника сигнала до 240 кОм он возрос до 6,4 7о.

Усилитель имеет полосу пропускания от 20 Гц до 40 кГц. Коэффициент нелинейных искажений увеличивается по мере прнблнжеичя к границам полосы пропускания. Здесь еще раз напомним, что отрицательная обратная связь наиболее эффективно действует в полосе частот пропускания исходного усилителя без обратной связи. Включение же цепи отрицательной обратной связи сопровождается значч-тельным расширением полосы пропускания. Таким образом, например, если нужно получить высококачественный усилитель звуковь]х частот от 16 Гц до 16 кГц, то исходный усилитель должен пропускать именно эту полосу частот. После включения глубокой отрицательной обратной связи нижняя граничная частота может уменьшиться до 1 Гц, а верхняя возрасти до 200 кГц. В случае необходимости полосу пропускания можно уменьшить до заданных пределов, однако эту о11ерацню необходимо произвести до подачи сигнала на мощный усилитель: в предварительном усилителе пли включив пассивные фильтры перед входом мощного усилителя.

Приведенные выше примеры объясняют, почему высококачест*

псиный выходной усилитель низкой частоты должен иметь полосу нропускання, значительно превышающую звуковой диапазон частот. Указанные в схеме рнс. 24 транзисторы пе могут обеспечить большого значения верхней граничной частоты, но если их заменить иа более высокочастотные ГТ308, КТ301 и П60,5, то верхняя граничная частота увеличивается до 350 кГц. Возможно применение в данной схеме и других высокочастотных транзисторов. У.меньшнть нижнюю граничную частоту можно только п\тем увеличения емкостей, разделительных конденсаторов.

Ряд приближенных формул, приведенных ниже, поможет рассч-г-тать энергетические показатели рассмотренных усилителей.

Максимальная выходная мощность /вых. масс зависит от напряжения источника птаиня t/,,, сопротивления нагрузки R„ п в значительно меньшей мере от напряжения насыщения {кэнао транзисторов выходного каскада:

(п-2КЭнас) "вых.макс -

Максимальный потребляемый от источника питания ток /.ма;.о зависит от тех же иараметров;

ty-2t/.

/макс- g 28R

Рассеиваемая на коллекторе одного выходного транзистора мощность не превышает значения

и?. Р ......

КЭнас

Рк.макс- Максимальный к. п. д. равен:

•iMaKC - 8

КЭнас

Bee эти формулы относятся к случаю усиливаемого напряжения спнусондальнон формы. Напряжение насыщения выходных транзисторов можно найти в енравочноп литературе. Для германиевых транзисторов кэнас~ В. для кремниевых (кэнае ~2 В.

Частотно-избирательные усилители

Отрицательная обратная связь в частотно-нзбнратечьных усилителях обычно служит либо для стабилизации коэффициента усиления, либо для уменьшения полосы пропускания.

В схеме рис. 25 для стабилизации коэффициента усиления резонансного усилителя применена последовательная отрицательная обратная связь по току. Весь ток коллектора транзистора Тз проходит через резистор в цепи эмиттера первого транзистора и создает на нем падение напряжения, являющееся сигналом отрицательной обратной связи. Такая обратная связь стабилизирует отношение выходного тока к входному напряжению. Поскольку коллекторный ток второго транзистора полностью проходит через параллельный колебательный контур, развивающееся на контуре напряжение будет частотно-завч-

fiiMUM. Частогио-зантнмым будет и напряжение на нагрузочном со-нротнвленнн, которое обязательно должно подключаться к контуру с помощью трансформаторной связи во избежание ответвления части тока коллектора второго транзистора мимо цепи обратной связи. Отрицательная обратная связь nor току увеличивает вы.ходное сопротивление усилительного каскада, в результате чего в данной схеме колебательный контур меньше шунтируется, чем при отсутствии обратной связи.

Последрвательная отрицательная обратная связь увеличивает входное сопротивление, но не стабилизирует его. Если внутреннее сопротивление источника сигнала велико, то для стабилизации общего коэффициента передачи необходимо шунтировать вход усилителя достаточно малым сопротивлением, чтобы нестабильность входного сопротивления самого усилителя мало сказывалась на эквивалентном сопротивлении, нагружающем источник.

На частоте 165 кГц был получен коэффициент усиления напряжения, равный 24. Изменение напряжения питания от 8 до 16 В изменяет коэффициент усиления на 2%. Для сравнения укажем, что без обратной связи этот усилитель нри том же изменении напряжения питания изменял коэффициент усиления на 35%.

Температурная нестабильность усиления связана, главным обрд-зом, с зависимостью добротности колебательного контура от температуры. Потери энергии в контуре складываются из потерь в актич-ном сопротивлении катушки индуктивности, в сердечнике и в конденсаторе. При изменении температуры наиболее сильно изменяется активное сопротивление катушки. Температурный коэффгщиент этого сопротивления равен 0,43% на градус. Потерн энергии, вносимые в контур со стороны нагрузки, могут от температуры не зависеть. Поэтому необ.ходимо стремиться к тому, чтобы собственные потери энергии в контуре по сравнению с вносимыми за счет нагрузки бы.ш относительно невелики. К сожалению, такое соотношение нельзя выдержать, если требуется получить узкую полосу пропускания. В случае необходимости температурную зависимость усиления можно заметно уменьшить, применив параметрическую температурную стабилизацию с помощью полупроводникового термистора, связанного с контуром трансформаторной связью. Поскольку температурный коэффициент сопротивления термистора по величине примерно в 10 раз больше температурного коэффициента меаи, компенсация будет обеспечена при уменьшении собственной добротности колебательного контура всего на 10%. Сопротивление термистора не играет существенной роли, так как степень связг! его с колебательным контуром можно менять в широких пределах. Удобнее всего термнстор присоединить к специальной катушке связи, число витков которой можно было бы в процессе настройки менять. Способ температурной параметрической стабилизации с помощью термистора особенно удобен тем, что дает возможность уменьшить температурное воздействие на коэффициент передачи всех перечисленных выше факторов.

Во всех ранее рассмотренных схемах усилителей сопротивления цепей обратной связи не зависели от частоты. Применение частотно-зависимых обратных связей позволяет получить ряд схем с интересными свойствами. Рассмотрим узкополосный усилитель с мостом Вина в цепи параллельной отрицательной обратной связи (рис. 26). Усилитель с мостом Вина наиболее целесообразно применять на низких частотах, где затруднительно получить малогабаритный колебательный контур с большим значением добротности. Очень часто на

	L л«
J fix	1,1 и

гтзо/м

Основе усилителя с мостом Вина вы1ю.пннют 1еиераторы низкой частоты с плавной перестройкой частоты. Аналогичные свойства и область применения имеет усилитель с двойным Т-мостом.

В рассматривае.мой схеме два частотно-независимых плеча моста Вина образованы сопротивлениями Rj и /?з--/?б- Эти плечи соединены друг с другом через источник питания, так что корпус усилителя служит нх общей точкой. Два других плеча образоияны чаетотио-зави-симыми /?С-цепочками/?8, С и /JgC. В одну диагональ моста включен 1И1тающ1и1 его транзистор, а к другой диагонали подключен

вход усилителя. При таком - f-JZB

способе включения моста Binia входное сопротивление усилителя практически ие влияет на частоту баланса. Входной сигнал подается через корректирующую /?С-пспочку, параметры R п С KOTopoii те же самые, что и в частотно-зависимых плечах моста Вина. Корректирующая цепочка делает коэффициент усиления независимым от частоты настройки моста.

На частоте баланса моста на вход усилителя сигнал обратной СВЯ31Г не поступает, и

усилитель сохраняет свое боль- Рис. 25.

шое ус1глеине. На других частотах мост разбалансирован. и

иа вход усилителя поступает сигнал отрицательной обратной связи, снижающий коэффициент усиления. Балансировка моста по анпли-

я 33,0 с

+ 72B

®

f>5 100

КП103Л ИТЗИВ г Т308в

теозБ

18 33. в

33,0

Рис. 26.

туде производится резистором R,. Анализ показывает, что такой усилитель обладает частотной характерист1Н\ой 5сплнтеля с одиночным капсбательным контуром, в котором емкость, индуктивность и сопротивление включены параллельно.

«Резонансная» частота (т. е. частота максимального усиления)

" JnRC •

Полоса пропускания определяется добротностью характеристики

Д/о =

q •

а добротность выражается формуло!!

Па частоте /с коэффициент усиления наиряження максимален и равен:

в этих формулах Ки - коэффициент усиления напряжения исходного усплителя (без моста Вина и корректирующей цепочки); R и С - соиротмвленне и емкость частотно-зависимых нлеч моста Вина; /?„х - входное сопротивление исходного усилителя.

Изменяя сопротивление Rs, можно несколько разбаланснровать мост и получить как больпте, так н меньшие значения добротности и усиления, чем это следует нз приведенных формул, которые справедливы только для случая точного баланса моста. Этим путем нежелательно получать добротность и усиление бо.тьшнмн, чем прн бала.ь се, гак как возрастание добротности происходит за счет положительной обратной связи, ухудшающей стабильность усиления.

Прпменеине строенного блока конденсаторов переменной емкости для плавной перестройки частоты возможно за счет применения на входе усилительного каскада с большим входным сопротивлением. Эта схема позволяет осуществлять плавную перестройку частоты в пределах от 10 до 100 Гц нрн добротности порядка 100. "Другие значения сопротивлений в частотип-завнсимых цепях дают соответственно другие диапазоны перестройки. Постоянство коэффициента усиления напряжения м добротности по диапазону перестройки частоты , зависит от точности соблюдения равенства соиротивлснпн резисторов в частотно-завнсимых цепях, от точности подбора емкостей подстро-счиых конденсаторов, выравнивающих монтажные е.мкостп, и от тщательного выравнивания емкостей отдельных секций блока конденсаторов.

Важной особенностью рассматриваемой схемы является отсутствие каких-либо иных конденсаторов, кроме используемых в частотно-зависимых цепях. Это очень удобно при работе на самых низких частотах. Практически нижняя рабочая частота рассматриваемой схемы

Рис. 27.

не ограничена. Иа высоких частотах уменьшение чобротности начинается примерно с 50 кГц и вызывается уменьшением усиления, даваемого транзнсторами.

Применяя частотно-зависимую обратную связь, получаемую с помощью колебательных контуров, можно довести результирующую добротность .характеристики до нескольких тысяч и более, приблизш!-шпсь к добротности усилителя с кварцевым фильтром. Рассматриваемые ниже схемы допускают плавную перестройку частоты, однако резонансная частота не является столь стабильной, как у усилителя с кварцевым фильтром.

Схема такого усилителя изображена иа рис. 27. Усилитель построен по обычной каскодном схеме типа общин эмиттер - общая база. Выбор схемы обусловлен большим внутренним сопротивлением каскодного усилителя, в результате чего колебптельпьп! контур слабо шунтируется и сохраняет высокую добротность. Вторая причина выбора - большое успленне, даваемое схемой, что Позволяет меньше шунтировать колебательный контур цепью обратной связи.

Резкое уменьшение полось! пропускания, которое можно приписать возрастанию добротности колебательного контура, обусловлено подачей в цепь эмиттера

нижнего транзистора сигналов ноложптельиой и отрицательной обратной связи.

Отрицательная обратная связь по току широкополосна и возникает прн прохождении тока эмиттера через сопротивление в ценн эмиттера, а так как ток коллектора второго транзистора и ток эмиттера первого в данной схеме отличаются очень мало, то напряжение отрицательной обратной связи оказывается пропорциональным току через колебательный контур.

Напряжение положительной обратной связи, которая возникает в результате передачи части выходного напряжения в цепь эмиттера первого транзистора, пропорционально выходному напряжению и зависит от частоты. Совмесгное действие этих двух цепей обратной связи эквивалентно действию частотно-завпснмой мостовой схемы. Диагональ моста подключена к эмиттеру нижнего транзистора. Стабильность уснлення, не худшая, чем у исходного усплителя с выключенными цепями обратной связи, будет наблюдаться во всех случаях, когда совместное действие двух упомянутых цепей не приведет ни на каких частотах к появлению результирующей положительной обратной связи.

Рассмотрим случай оптимальной обратной связи, когда иа резонансной частоте колебательного контура положительная и отрицательная обратная связь взаимно компенсируются («мост» сбалансирован). Практически оптимальную обратную связь можно установить следующим образом. Сначала сопротивление в цепи эмиттера нижне-

01234567
Система мониторинга глюкозы libre мониторинг глюкозы купить приобрести на ozon.