Проиллюстрируем это на примере оптимизации выключателей, переключателей и ступенчатых фазовращателей по минимуму вносимых потерь на фиксированной высоте.

Для выключателя с одним диодом в соответствии с формулой (2) потери Z-n могут быть сделаны сколь угодно малыми. Однако с уменьшением Z-n будет уменьшаться также и затухание в закрытом состоянии L3. Иные возможности открываются в том случае, если в выключателе использовать рациональным образом несколько диодов. Включая, например, п диодов вдоль линии на расстояниях Я/4 (рис. 5), мы получим

(i-n)s = (In)"; (з)е= 4"- • (1з)". (3)

Если RW, то результирующие потери в цепи (в децибеллах) практически суммируются. Если r<W, то напряжение СВЧ сигнала на первом диоде (а следовательно, и затухание, вносимое первым диодом) будет таким же, как и для схемы рис. 4,6. Однако так

п-диодов (Rp) Рис. 5. Эквивалентная схема выключателя с п диодами

как первый диод нагружен на практически короткозамкнутый четвертьволновый шлейф, то при том же напряжении амплитуда падающей волны, подходящей ко второму диоду, окажется в 2 раза меньшей, чем амплитуда проходящей волны в схеме рис. 4, 6. В результате вносимое затухание увеличится дополнительно примерно в 4 раза (6 дб). Такой же процесс будет повторятся для всех последующих п~2 диодов цепи. Из соотношения (3) следует вывод, который на первый взгляд может показаться парадоксальным: увеличивая число диодов п и изменяя масштаб в цепи рис. 5, мы можем уменьшать результирующее затухание (Ln)s и одновременно увеличивать затухание (1з)е, причем соотношение между (1п)е и {Ly. может быть значительно лучшим, чем это следует из (2). Однако при заданных (Ап)е и К увеличивать {Ls, можно только до некоторого предела, когда из-за снижения коэффициента стоячей волны в отрезках линий между диодами эффект накопления в режиме больших затуханий (появление множителя 4"-i) перестает действовать. Существенное увеличение (Z.3)s может быть получено также в балансных (мостовых) выключателях при использовании двух или нескольких пар диодов.

Схема простейшего переключателя на т-нагрузок разветвленного (тройникового) типа показана на рис. 6. Можно составить большое количество других схем, обеспечивающих подключение генера-

тора к любой из т-нагрузок (например, с использованием волновод-ных мостов или кольцевых резонаторов). Однако для большинства схем при использовании произвольного числа диодов переключатели на т равноправных каналах будут иметь минимально достижимые потери

Рис. 6. Эквивалентная схема переключателя на m нагрузок

Правило (алгоритм) оптимизации переключателя оказывается очень

простым: нужно, чтобы потери СВЧ энергии в диоде открытого канала (сопротивление гК-рис. 6) были равны потерям СВЧ энергии в диодах всех закрытых каналов (т-1 сопротивлений г)

Фазовращатель на т фиксированных значений фазы может быть образован из двух переключателей (рис. 6), включенных зеркально друг за другом. Для сдвига фазы между переключателями по т каналам можно включить отрезки линий разной длины. Так как устройство состоит из двух переключателей, то его потери

и- 1 +

Опыт показывает, что для различных фазовращателей с т<Г8, осуществляющих изменение фазы с дискретом Дф = (3607т), минимально достижимые при оптимизации потери могут приближенно оцениваться по формуле (5). В различных схемах фазовращателей для решения той же задачи требуется в общем случае различное число диодов. Фазовращатели на основе схем вида рис. 6 будут иметь число диодов п = 2 т.

Фазовращатели с использованием изменения фазы отраженной волны лестничного типа (рис. 7) имеют п = m - 1 диодов. В схеме (рис. 7) малое сопротивление имеет только один диод, от которого отражается СВЧ волна.

Наименьшее число диодов (при т > 4) имеют проходные фазовращатели, собранные по бинарным схемам (рис. 8), в которых используются последовательно включенные двухступенчатые фазовращатели с уменьшающимся дискретом Афг= (360720 7/ = l,2,3,...,s. Общее число состояний фаз m = 2. Так как каждый элементарный обратимый фазовращатель имеет минимум два диода, то общее минимальное число диодов п = 2S =2 Iga т. Применение необратимых СВЧ элементов (циркуляторов) позволяет уменьшить число диодов в 2 раза (п == lg2m).

Приведенные примеры касались случая оптимизации коммутационных устройств по минимуму потерь на ([щксированной частоте. Парамгтры устройств существенно не изменяются при этом

в некоторой полосе частот, которая в большинстве случаев не меньше = При задании сушественно большей полосы рабочих частот оптимизация должна производиться по-другому, причем

т" 90°

ЗБС/т

Рис. 7. Эквивалентная схема фазовращателя отражающего типа на m фиксированных положений фазы

Рис. 8. Схема составного фазовращателя с минимальным скачком фазы ТШт

ЭТО обычно приводит к увеличению вносимых потерь. Применение выключателей с большим числом последовательно включенных диодов позволяет получить удовлетворительные параметры в широкой полосе частот.

Рис. 9. Конструкция диодных СВЧ коммутационных устройств: выключателей с двумя (с) и несколькими диодами (б), переключателя иа четыре

нагрузки (в)

На рис. 9 приведена фотография нескольких коммутационных устройств с использованием специальных переключательных диодов (а - выключатель с двумя диодами, б - выключатель с чегырьми диодами, в - переключатель на чегыре канала).

3. Коммутационные устройства

с использованием р - t -л-диодов

В отличие от р-л-перехода полупроводниковый монокристалл в р - i - л-структуре (рис. 10) имеет не две, а три области: центральную высокоомную (i-область) и две низкоомные сильнолегированные (Р- и Л-области).

Индекс i означает, что материал имеет собственную проводимость. В большинстве случаев (например, для всех кремниевых р - i- п-структур) проводимость центральной области имеет примесный характер. При использовании электронногополупроводника структуру обозначают индексами - п - rf, для дырочного р* - р - п". В ряде случаев одна из легированных областей заменяется омическим контактом (структуры: р*-л-металл, металл-р-п").

Металл

Рис. 10. Консгрукция р - i - п-структуры

Рис. и. Эквивалентная схема р - t - «-структуры для двух рабочих состояний

Также как и в р - л-структурах, в р-i - л-структурахвбпичи стыков областей образуются участки пространственного заряда (р - i-н i - п-переходы). Разница, однако, заключается в том, что участки пространственного заряда могут образовываться не только из-за обеднения, но и из-за обогащения носителями части i-области. Такие слои повышенной проводимости возникают вблизи р - р*-и л - л"-контактов, которые называются антизапорными. Так как ширина переходов в р - i - л-структурах (равная нескольким микронам) значительно меньше толщины i-области (0,05-0,5 мм), то влиянием переходов на параметры р - i - л-структур можно пренебречь в сантиметровом и дециметровом диапазонах.

Для двух рабочих состояний р - i - л-структура описывается приближенными схемами вида рис. 11. В обесточенном состоянии сопротивление определяется величиной удельной проводимости i-области о,- и может быть относительно большим. При подведении к р - i - .п-структуре положительного смещения сопротивление i-области Рг значительно уменьшается из-за явления инжекции, которая характеризуется проникновением дырок через р-i-

Влияние легированных и обогащенных слоев иа параметры р - i - п-структур в миллиметровом диапазоне будет рассмотрено ниже.

переход и электронов через i - п-переход и образованием в t-обла-сти нейтральной полупроводниковой плазмы.

Если длина диффузионного смещения инжектированных носителей td соизмерима с толщиной t-области d, то t-область заполняется носителями сравнительно равномерно. Для упрощения анализа можно полагать, что проводимость в базе всюду постоянна и равна о. Ц этом случае в эквивалентной схеме структуры при прямом смещении (см. рис. 11) Ciii Ci, R2 < Rl- Параметр, аналогичный качеству р - п-диода для р - i - п-структур, равен

Емкость, постоянная для двух рабочих состояний, может быть скомпенсирована индуктивностью и не влияет на качество р - i - п-структуры.

Для увеличения К нужно стремиться к уменьшению о/ и увеличению а.. Если не используются вытягивающие поля, то минимальное значение а,- (для обеспеченной структуры) ограничивается собственной проводимостью использованного полупроводника.

Современные промышленные методы очистки позволяют достигнуть собственной проводимости (при Т = 300° К) только для германия (а,- St; 4 • 10"" ом~ см~). Наиболее чистый кремний имеет удельную проводимость о/ = (1-5) • 10~* ом смГ.

Остаточная дырочная проводимость в кремнии обусловлена в основном неконтролируемой примесью бора.

Во многих случаях указанные значения о/ оказываются слишком большими. Значения о,, существенно меньшие собственной проводимости, могут быть получены при подведении к i области сильных электрических полей (явление эксклюзии).

Проводимость при прямом смещении увеличивается с ростом плотности тока у, протекающего через структуру.

Для кремниевых р - i - п-структур с d - 0,4 мм проводимость а\ растет примерно по линейному закону до значений у = 0,1 ч-Ч- 0,5 А см. При дальнейшем росте тока рост проводимости замедляется, по-видимому, из-за нелинейного характера рекомбинаци-онных процессов в контактах и в t-области при больших уровнях инжекции. При плотности тока около 1-5 Ajcm достигается величина порядка 1 ом~ • см~. Для увеличения при данной плотности тока I нужно стремиться к уменьшению скорости реком-бинационных процессов в t-области (увеличение диффузионной длины Id) и в областях Р я N, контактирующих с t-областью (уменьшение скорости поверхностной рекомбинации, увеличение коэффициента инжекции). Рис. 12 иллюстрирует зависимость коэффициента

от d/ld для идеализированных структур типа р - i - п (1);

металл-р - р* (3) и р+ - п-металл (2).

Наилучшими свойствами обладает р - i - п-структура с коэффициентом пнжекции, равным единице. В этом случае ток дырок,

dlla

Рис. 12. Зависимость эффективной проводимости базы структур типа p-i- п (1), р+- п - т (2) и т - р - р+ (3) от относительной толщины d/i

втекающий с одной стороны, и равный ему ток электронов, втекающий с другой стороны,тратится наиболее рационально - только на неизбежные рекомбинационные процессы в t-области. Наличие одного из контактов с большой скоростью поверхностной рекомбинации (металл-р-р, р-п-металл), наоборот, приводит к нерациональному использованию тока-значительная часть потока носителей рекомбини-рует на контактах.

При о,- < 10" ом~ • см~ я

= 1 ом~ см~ в кремниевых р - i - п-структурах (без подведения вытягивающего напряжения) достигнуты значения качества К > 10

В германиевых p - i- п-структурах аналогичные значения получаются только при использовании вытягивающих полей (напряжение 11 порядка lOe). Однако применение второго напряжения U (обратной полярности) усложняет конструирование как коммутационных элементов, так и СВЧ коммутационных устройств.

При отрицательном смещении параметры элементов сильно подвержены влиянию внешних факторов. Поэтому р - t - п-диоды с двумя полярностями управляющего напряжения конструируются так же, как и р - п-диоды на основе применения диэлектрического патрона. Так как вольт-амперные характеристики при положительном смещении мало зависят от внешних факторов, то кремниевые р - i - «-элементы могут конструироваться без использования патрона. Этому способствует также возможность применять на СВЧ р - i - п-структуры относительно больших размеров.

При допустимой на СВЧ емкости С порядка десятых долей пикофарады и при толщинах t-области порядка десятых долей миллиметра объем р- i - п-структуры составляет единицы кубического миллиметра, что на три-четыре порядка больше объема р - п-структур прн той же емкости. Соответственно на несколько порядков возрастает рабочая импульсная мощность СВЧ коммутационных устройств.

На основе применения р - i - п-структур в настоящее время разрабатываются коммутационные устройства сантиметрового и дециметрового диапазонов на импульсные мощности порядка 10 - 10 вт и на средние мощности порядка 10 - 10 вт.